基于频分复用的多端全双工无线能量信息同步传输方法

　　摘要：多端口无线能量路由器是一种新型电力电子系统，可实现多源多负载间的无线能量传输。除能量传输外，无线能量路由器还应具备同步传输信息的能力，所传信息包括源载状态、设备 ID、电气参数等。本文面向多端口无线能量路由器，提出了一种全双工无线能量信息同步传输方法，通过建立等效电路模型，分析了不同工作模式下的信息传输路径增益，探讨了关键元件参数对信息传输性能的影响。利用频分复用技术实现全双工传输时，针对某一端口存在多种频率的信息载波难以解调的问题，采用分频阻抗网络，通过对信息载波进行预处理，使其能够解调得到来自不同端口的信息。最后通过实验验证了所提出方法的有效性。

　　关键词：多端，无线能量信息同步传输，全双工，频分复用，阻抗网络

　　雷珂林; 刘福鑫， 中国电机工程学报 发表时间：2021-10-28

　　0 引言

　　在区域型多负载设备无线供电场合，如工业机器人群、电动汽车、体内植入设备和家用电子等，随着源和负载数量的增多，传统的“一对一” 式无线能量传输(Wireless Power Transfer, WPT) 技术已不能满足系统需求[1-4]。为了解决这一问题，文献[5]提出了多端口磁谐振式无线能量路由器的概念，它能够实现各个端口间的能量无线传输，满足多源和多负载的功率调配和控制需求。

　　在无线能量路由器实际应用时，除功率传输外，还需要实现各端口间的信息传输，包括源载状态、设备 ID 及其它即时信息等。这些信息能够帮助无线能量路由器更好地实现设备位置检测、功率分配及负载识别等功能[6-9]。也就是说，实现无线能量信息同步传输 (Simultaneous Wireless Information/Power Transfer, SWIPT)是无线能量路由器的重要特征和功能。

　　现有的 SWIPT 技术主要可分为两类，一类包含两个或多个传输线圈分别对能量及信息进行传输[10-12]，如文献[10]提出了利用不同的无磁芯线圈传输能量和数据的方案，并研究了数据线圈形状对传输性能的影响，但这类技术系统结构复杂，不易于分析，相关研究较少;另一类则采用单一线圈结构，能量信息均通过该线圈进行传输，能够有效减小装置尺寸。如文献[13]提出了一种利用三次谐波实现信息传递的方法，其通过改变基波频率进一步改变三次谐波频率，使其偏离信息接收端谐振频率，通过调整接收端三次谐波幅值实现信息传输。文献[14-18]利用附加装置实现高频信息载波的加载与提取，其频率与功率载波频率比值一般可达 10 倍以上，可以有效抑制功率载波高次谐波对信息传输的干扰，达到较高的信息传递速率。但上述这些研究大多局限于单源单负载应用场合，无法满足无线能量路由器中多端口间的能量传输和通信需求。

　　为此，本文针对多端口无线能量路由器，提出一种基于频分复用的多端全双工 SWIPT 方法，系统采用 H 桥单元加等效 LCC 复合补偿网络实现端口间的能量传输，利用信息处理电路实现端口间的信息载波加载与提取。为了分析不同工作模式下的信息传输路径增益，建立了无线能量路由器系统等效模型。在此基础上，揭示了信息传输增益与部分元件参数的关系，为关键元件参数设计提供依据。通过在信息处理电路中加入分频阻抗网络的方式，解决了多端口间信息传输时接收端同时存在多种频率信息载波难以解调的问题。搭建了一台三端口无线能量路由器原理样机，通过实验验证了所提出方法的有效性。

　　1 多端无线能量路由器建模与分析

　　1.1 系统原理图

　　图 1 给出了含信息处理电路的多端口无线能量路由器原理图，其中，各端口电路均由两个部分组成，即由 H 桥单元和等效 LCC 复合补偿网络构成的功率处理电路以及由信息加载提取电路、分频阻抗网络及解调电路等所构成的信息处理电路。功率处理电路实现能量的双向流动，信息处理电路实现信息载波的加载、提取、预处理与解调。为了便于分析和设计，各端口结构对称。

　　图 1 中等效 LCC 补偿网络与传统 LCC 补偿网络不同之处在于，附加电感 LE2n-1 与谐振电容 Cn 共同组成等效谐振电容 Cequal-n，并满足以下谐振条件： 1 1 1 1 = p sn p n p sn p equal n p En p equal n p n L L C C L C C ? ?? ??? ? ? ? ? = = ? ???? ? ?? (1) 其中，ωp 为功率载波角频率。当功率处理电路工作在该频率时，等效 LCC 补偿网络工作原理与传统 LCC 补偿网络相同。

　　对于信息处理电路，其最重要的指标是传输路径增益。若传输路径增益过小，则其容易受到功率载波高次谐波及噪声干扰;而若传输路径增益过大，则又会对来自其它端口的信息载波造成影响，使得信息解调困难。因此有必要对不同工作模式下的信息传输路径增益进行分析，并通过参数设计获得合适的增益。

　　1.2 信息传输路径增益分析

　　本文以应用于电动汽车充电的三端口无线能量路由器为研究对象，分析其信息传输路径增益。根据汽车无线充电行业标准[19]，系统功率载波频率设定为 85kHz，由文献[17]可知，当信息载波频率高于功率载波频率一个数量级时，二者干扰程度较小，此时补偿电容 Csn、补偿电感 Lsn 并联电路阻抗值很小，可与谐振电容 Cn 一样等效为短路。因此，信息载波频率应为 850kHz 以上。同时，为实现不同端口间的全双工信息传输，本文采用频分复用技术，即通过对多路信息载波采用不同频率进行调制，达到多路信号同时传输的目的，进而实现全双工信息传输。因此，本文将信息载波频率设置在兆赫兹级别，且各端口采用的信息载波频率值不同。在此频率等级下，简化后的三端口无线能量路由器等效电路如图 2 所示。其中，Udn (n=1,2,3)为信息处理电路的端口电压， REn (n=1,2,3)为附加电阻。当其它端口向本端口传输信息时，附加电阻上会产生对应频率的接收电压 Urxn 。 CEn (n=1,2,3) 为附加电容， LEn (n=1,2,……,6)为附加电感，其两两之间紧密耦合 ， 完 成 信 息 载 波 的 加 载 与 提 取 功 能 。 MEn (n=1,2,3)为 LE2m 与 LE(2m-1) (m=1,2,3)间的互感值， Ln (n=1,2,3)为线圈电感，Mij (i≠j, i=1,2,3, j=1,2,3) 为 i#端口线圈与 j#端口线圈间互感。

　　在本文研究的三端口无线能量路由器中，2# 和 3#端口作为负载端，其耦合程度较弱，两者之间的互感 M23 忽略不计。按照信息传输路径的不同，信息处理电路可分为“一传二”及“二传一” 两种工作模式，图 3 给出了信息传输模式示意图。

　　由图 3 可知，当“一传二”及“二传一”工作模式协同工作时，1#和 2#端口，1#和 3#端口间可实现信息前向传输及反向传输，而 2#端口与 3# 端口间的信息全双工传输可通过 1#端口中继转发实现，由此完成三个端口间的信息全双工传输。信息处理电路中端口电压 Udn 包含本端口信息发射电压 Utxn 及来自其它端口的信息接收电压 U (m) rxn (m=1,2,3)两部分。信息传输增益 Gij(i≠ j)定义为 j#端口接收到的来自 i#端口的电压与 i# 端口发射电压之比，其表达式如下：

　　在“一传二”工作模式下，仅考虑 1#端口频率分量，则 2#端口及 3#端口折算到 1#端口的等效阻抗 Z2equal 和 Z3equal 如图 2 中虚线部分所示，其表达式分别为：

　　由此，图 2 所示等效电路可进一步简化为图 4。其中，1#端口信息传输等效阻抗 Z1in 可表示为：

　　图 4 中，1#端口附加电阻 RE1 不影响信息传输路径增益。假设信息传输过程中没有功率损耗，则 1#端口信息发射功率 P1in等于 2#端口附加电阻 RE2 消耗功率 P2out 与 3#端口附加电阻 RE3 消耗功率 P3out之和。由于各端口参数一致，故 P2out=P3out。信息传输增益 G12、G13 可由下列各式计算所得：

　　图 5 给出了“一传二”工作模式下不同数据载波频率信息传输增益随附加电容 CEn 及线圈电感 Ln 变化的曲面图。可以看出，无论数据载波频率高低，数据传输增益总存在极大值，如图中标注所示。在极大值附近附加电容值的变化会引起信息传输增益的剧烈变化，线圈自感也会对极值点造成一定的影响。

　　在“二传一”工作模式下，2#端口与 3#端口发射信息的传输路径增益相同，因此以 2#端口为例分析该工作模式下的信息传输路径增益。此时信息处理电路简化等效电路如图 6 所示。

　　由图 6 可得从 2#端口(或 3#端口)到 1#端口的传输路径增益 G21(或 G31)表达式为：

　　进一步分析可知，“二传一”工作模式下的传输路径增益与谐振电容值及线圈自感值有关。

　　结合上述分析可知，谐振电容及线圈自感的取值应首先使得目标信息传输增益大小满足后续解调需要。考虑三种频率下的增益变化范围，本文设定各增益应满足如下条件：

　　利用 MATLAB 绘制各端口采用不同频率时的数据传输增益等高线图，如图 7 所示。其中，

　　每条等高线上不同谐振电容及线圈自感的组合所对应的增益相同，其增益大小标注在等高线旁。两条相同传输路径的传输增益等高线内侧区域传输增益大于等高线外侧区域传输增益。因此，满足式(9)的区域为 G12 等高线内侧、G21 及 G31 等高线内侧的交集区域。由图 7 可知，当采用不同的频率分配方案时，均存在满足增益要求的附加电容值及线圈自感值，如图 7(b)中阴影区域所示。图 7 中同样给出了非目标传输增益 G23 及 G32 等高线，设计参数时应尽量位于两条相同传输路径的非目标传输增益等高线外侧区域。

　　在满足增益条件的前提下，由于 2#端口及 3# 端口同时向 1#端口传输信息，二者所采用的信息载波频率应存在一定差别以便于解调。因此，本文设定 1#端口、2#端口和 3#端口的数据载波频率分别为 1.5MHz、1.8MHz 及 1.4MHz。此外，为了抑制功率载波对信息处理电路的干扰，附加电容值应尽可能小。最终本文设定附加电容值在 400pF 附近，线圈电感值在 52uH 附近。

　　考虑到实际应用场景中信息载波频率的多样性，在上述分析的基础上，对三端口相对载波频率不同的情况展开分析。定义 2#端口、3#端口与1#端口信息载波频率之比分别为 α、β，其表达式如下： 2 3 1 1 , f f f f ? ? = = (10) 由前述分析可知，在一定频率范围内，2#端口、3#端口信息载波频率差值应尽量大，因此本文设定 α<1，β>1。同时定义在给定的 CEn 及 Ln 参数变化范围内，满足增益要求的参数范围占全部参数范围的百分比为有效参数比 ρ，图 8 给出了当 f1=1.5MHz 时 ρ 随 α、β 变化的曲面图。可以看出，当 α 及 β 的值逐渐偏离 1 时，ρ 的值迅速减小，即当 f2、f3 距离 f1 越远时，满足增益要求的参数越来越少，最终无法设计出合适的附加电容及线圈电感值。因此在实际应用中，三端口各自信息载波频率应有所区分，但相对频率差异不宜过大，否则会对参数设计造成困难。

　　2 信息处理电路

　　当系统处于全双工传输状态时，1#端口信息处理电路端口电压 Ud1 包含三种频率分量，即本端口发射信息载波频率分量 f1 以及来自 2#和 3# 端口的接收信息载波频率分量 f2 和 f3。在这种情况下，各种频率载波混杂，无法仅通过单级解调电路进行解调获取所传输信息，因此本文采用多级信息处理电路，其原理图如图 9 所示。按照功能不同，信息处理电路可分为信息加载提取电路、分 频 阻 抗 网 络 及 调 幅 调 制 (Amplitude Shift Keying, ASK)解调电路等多个部分。其中，分频阻抗网络主要包括回波消除阻抗网络及 LC 选频阻抗网络两部分。

　　信息处理电路各部分作用分别为：信息加载提取电路与线圈电感共同构成信息传输路径的主要部分，实现信息在各端口间的传输;回波消除阻抗网络的主要作用是消除本端口发射信息载波对后续解调造成的干扰，其电路如图 9(a)虚线部分所示;LC 选频阻抗网络则利用并联谐振性质，区分不同频率的接收信息载波，抑制二者之间的互相干扰，其电路如图 9(b)所示。图 9(c)为后续解调电路，本文采用调制方式为 ASK。上述各部分电路前后级联，最终分两路输出来自不同端口的二进制信息。

　　在实际设计时，回波消除阻抗网络及 LC 选频阻抗网络的参数对信息处理效果影响较大，因此对其进行分析。

　　由文献[20]可知，当回波消除阻抗网络满足下列表达式时，其 C、D 两端电压 Urx1 仅包含来自其它端口的接收电压分量 U (2) rx1 及 U (3) rx1： 3 1 3 2 equal equal R Z R R Z Z = + + (11) 其中，Zequal 为仅考虑本端口频率分量情况下的传输路径等效阻抗。

　　此时，经过回波消除阻抗网络预处理后的电压信号 Urx1 不再受发射信息载波造成的干扰。将其经过运算放大器隔离放大后送入 LC 选频阻抗网络。该网络由两并联 RLC 电路串联构成，当各元件参数满足下列谐振条件时，该网络具备选频能力：

　　其中，为便于设计，各选频电容参数值相等，即： C C C C p p p p 21 22 31 32 = = = (13) 各 RLC 电路品质因数的表达式为： 2 3 2 3 2 2 3 3 , p p p p R R Q Q ? ? L L = = (14) 由式(14)可绘制出品质因数与选频电阻及选频电感的关系曲线，如图 10 所示。

　　品质因数 Qn (n=2,3) 越大，选频性能越好。经选频网络处理后所输出的两路电压信号即为来自不同端口的信息载波，其幅值大小与二进制信息一一对应。本文后续采用包络检波法对其进行解调，最后经过比较器后输出二进制信息。

　　3 实验结果

　　为验证上述分析的正确性，搭建了一台三端口无线能量路由器样机，如图 11 所示。样机关键参数如表 1 所示。

　　图 12 给出了“一传二”工作模式下能量信息同步传输时功率处理电路的电压波形及其频谱图，其中 1#端口为输入端口，2#及 3#端口为输出端口。可以看出，此时 85kHz 功率载波及 1.5MHz 信息载波均通过同一线圈进行传输。“二传一”工作模式下电压波形与“一传二”模式类似，不再重复给出。

　　图 13 给出了“一传二”工作模式下 2#端口及 3#端口信息处理电路关键波形。图 13(a)、(b) 中，Ud2 与 Ud3 分别为 2#端口及 3#端口附加电阻电压，二者所含频率分量主要为 1.5MHz。Urx2 与 Urx3 则分别为 Ud2 与 Ud3 经过回波消除阻抗网络后的输出电压，其幅值高低与二进制信息保持对应关系。U (1) LC2 及 U (1) LC3 为 2#端口及 3#端口 LC 选频网络输出电压信号，经过选频网络处理后幅值高低差异更明显，有利于后续解调。U (1) sig2 与 U (1) sig3 为经过解调后得到的电压信号，受比较器压摆率限制，高低电平转换速度较慢，波形出现一定畸变，但其高低电平仍与 1#端口输入二进制信息保持一致。

　　图 14 给出了“二传一”工作模式下 1#端口信息处理电路关键波形。图 14 (a) 中，Ud1 为 1# 端口附加电阻 RE1 电压，其主要包括 1.4MHz 和 1.8MHz 频率分量。Urx1 为 Ud1 经过回波消除阻抗网络后的输出电压。由 LC 选频网络所输出电压信号 U (2) LC1 及 U (3) LC1 波形可以看出，其目标频率分量幅值大于非目标频率分量幅值，后续解调不会受非目标频率分量的干扰。U (2) sig1 与 U (3) sig1 为经过解调后得到的电压信号，其幅值高低分别与 2#端口与 3#端口输入的二进制信息保持一致，充分验证了本文所提出方法的有效性。两种工作模式下的数据传输速率均为 5kbps。

　　4 总结

　　与单源单负载系统相比，多端无线能量路由器进行能量信息同步传输时工作模式更加多样，所用信息载波频率分量更加复杂，难以利用传统 SWIPT 技术实现。为此，本文提出了一种基于频分复用的多端 SWIPT 方法，通过建立系统等效电路模型，分析了不同工作模式下的信息传输增益，为关键元件参数设计提供了依据，使不同传输路径增益均能同时满足信息解调需要。相比于传统 SWIPT 技术，该方法具备更强的频率分辨能力，能够区别来自不同端口的复杂信息载波，并进行相应处理以获得有效信息，满足多端 SWIPT 需求。最后，通过实验证明了所提出方法的正确性及有效性。